Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC

pdf
Số trang Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC 8 Cỡ tệp Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC 744 KB Lượt tải Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC 0 Lượt đọc Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC 94
Đánh giá Cân bằng điện áp trên tụ cho nghịch lưu ba pha ba bậc NPC
4.4 ( 17 lượt)
Nhấn vào bên dưới để tải tài liệu
Để tải xuống xem đầy đủ hãy nhấn vào bên trên
Chủ đề liên quan

Nội dung

Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 29 CÂN BẰNG ĐIỆN ÁP TRÊN TỤ CHO NGHỊCH LƯU BA PHA BA BẬC NPC BALANCING CAPACITOR VOLTAGE IN THREE-LEVEL NPC CONVERTER Nguyễn Minh Tâm, Đỗ Đức Trí, Hứa Duy Tiến, Trương Thị Bích Ngà Trường Đại học Sư phạm Kỹ thuật TP.HCM Ngày tòa soạn nhận bài 20/9/2016, ngày phản biện đánh giá 23/10/2016, ngày chấp nhận đăng 30/11/2016 TÓM TẮT Bài báo này giới thiệu nghịch lưu 3 pha 3 bậc NPC với mục tiêu cân bằng điện áp dc-link trên tụ điện. Khi điện áp trên tụ biến thiên cần được ổn định ở mức không để trạng thái mất cân bằng xuất hiện trong hệ thống. Sự mất cân bằng điện áp trên tụ sẽ gây ra sóng hài bậc thấp không mong muốn. Mặt khác khi điện áp trên tụ được cân bằng, điện áp pha tâm nguồn DC sẽ có chất lượng điện áp tốt hơn so với khi sử dụng cấu hình nghịch lưu chưa cân bằng. Bài báo này sử dụng phương pháp xét chiều dòng điện trên tụ, sau đó điều khiển lại các khóa sao cho điện áp trên hai tụ cân bằng. Kết quả của bài báo được kiểm chứng qua mô phỏng và thực nghiệm. Từ khóa: Nghịch lưu NPC; offset; chỉ số điều chế; THD; ba bậc. ABSTRACT This paper presents a solutionfor balancing capacitor voltage of a three-level NPC inverter by controlling DC-link in capacitors. When the capacitor’s voltage varies, it should be stabilized at zero in order to not create imbalance in the system. The imbalance of capacitor’s voltage will cause unexpected lower harmonic. On the other hand, when capacitor’s voltage was balanced, the center source phase DC voltage will be better than when the inverter configuration works in imbalance mode. This paper uses the method that firstly checking current direction on the power line in the capacitor, then accordingly controlling switches for capacitor voltage balance. Simulation and experimental results are provided in order to validate the proposed method. Keywords: Neutral point diode clamped converter; offset; modulation index; THD; Three levels. 1. GIỚI THIỆU Biến tần đa bậc là thiết bị biến đổi điện năng có vai trò ngày càng quan trọng trong các lĩnh vực ứng dụng khác nhau như phục vụ Ngày nay, các thiết bị điện tử công suất được ứng dụng rất nhiều trong công nghiệp. Trong đó bộ nghịch lưu áp được sử dụng rộng rãi trong các lĩnh vực truyền động điện động cơ không đồng bộ vì luôn đòi hỏi với độ chính xác cao, tăng độ tin cậy, giảm khả năng tiêu thụ điện năng, giảm thiểu chi phí bảo dưỡng và tăng khả năng điều khiển tinh vi. Bộ nghịch lưu được dùng trong các bộ phận của bộ biến tần, thiết bị lò cảm ứng trung tần, thiết bị hàn trung tần, bộ dự trữ năng lượng. Ngoài ra, bộ nghịch lưu còn được ứng dụng vào lĩnh vực bù nhuyễn công suất phản kháng lưới điện… Ưu điểm của bộ nghịch lưu áp đa bậc là công suất của bộ nghịch lưu tăng lên, điện áp Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 30 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh đặt lên các linh kiện giảm xuống nên công suất tổn hao do quá trình đóng ngắt của linh kiện cũng giảm theo, với cùng tần số đóng ngắt, các thành phần sóng hài bậc cao của điện áp ra giảm nhỏ hơn so với bộ nghịch lưu áp hai bậc. Ngược lại, bộ nghịch lưu đa bậc có nhiều hạn chế như: số lượng khoá bán dẫn lớn, điều này làm cho hệ thống trở nên phức tạp và đắt tiền [1]. 2. Sa1 Sb1 Sc1 Sb2 Sc2 + + Vdc 0 - + Vdc/2 Uxg = udc.TSx/2 Sa2 a Sa1' b Sb1' c Sc1' ia ib U ag    u dc U bg   2 U cg    utb N ic - Sb2' Sc2' Hình 1. Cấu trúc của nghịch lưu NPC ba bậc Nếu gọi Sx,i và Sx,i’là khóa công suất thứ i ở nhánh trên và nhánh dưới của pha x. X= (a, b, c) và i= (1, 2). Trạng thái kích các khóa công suất nhánh trên (KSx,i) và nhánh dưới (KSx,i’) cùng chỉ số luôn đối nghịch nhau; Nghĩa là KSxi + KSxi’ = 1 (1) Gọi TSx,i là trạng thái của khóa công suất thứ i pha x (Sx,i). TSx,i = 0 tức khóa mở, ngược lại TSx,i = 1 là khóa đóng. Như vậy, trạng thái ra một pha sẽ phụ thuộc trang thái các khóa công suất. Nếu gọi TSx là trạng thái các khóa công suất nhánh x thì TSx được định nghĩa: TSa  T   Sb  TSc  (4) Và có thể tính được điện áp pha tải và điện áp dây(5) và (6) utc Sa2' (3) Và điện áp pha tâm nguồn của 3 pha được xác định (4) uta - (2) Do đó, thành phần điện áp pha tâm nguồn DCUxg được xác định dựa vào (3) như sau: CẤU TRÚC NGHỊCH LƯU 3 BẬC NPC Mỗi pha nghịch lưu 3 pha 3 bậc được cấu tạo từ 4 khóa chuyển mạch IGBT chia thành 2 nhánh trên và dưới như hình 1 Vdc/2 TSx= TSx,1 + TSx,2 -1 U an   2 1 1 U ag  U   1  1 2 1 U   bn  3    bg  U cn   1 1 2  U cg  (5) U ab   1  1 0  U an  U    0 1  1 U bn   bc   U ca   1 0 1  U cn  (6) Do đó, thành phần Uxg chứa hài bậc 3 còn hai thành phần điện áp pha Uxn và điện áp dây Uxy sẽ không có hài này [3]. Chính vì vậy có thể thấy rằng nếu hàm offset trong giải thuật nghịch lưu đề xuất là hài bậc 3 thì sẽ không làm ảnh hưởng đến biên độ thành phần điện áp hài bậc 3 trên tải. Bên cạnh đó cũng có thể thấy rằng điện áp pha – tâm nguồn Uxg sẽ có 3 mức với 1 mức dương, 1 mức âm và giá trị zero [4-8]. 3. GIẢI THUẬT ĐIỀU KHIỂN CÂN BẰNG TỤ Phương pháp cân bằng áp tụ được trình bày sau là phương pháp được cải tiến từ kỹ thuật điều chế SPWM. Trong phương pháp SPWM, mỗi pha được điều khiển bởi một tín hiệu điều chế, và một tín hiệu offset được Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh cộng vào tín hiệu điều chế ban đầu để điều khiển iNP. Kỹ thuật được cung cấp dưới đây dựa trên việc sử dụng hai tín hiệu điều chế cho mỗi pha của bộ nghịch lưu. Với tín hiệu điều chế ban đầu [2]: va  m *sin(t )  vb  m *sin t  2 / 3  vc  m *sin t  2 / 3 p n Vxp  Vcarrier & Vxn  Vcarrier  p n Vxp  Vcarrier & Vxn  Vcarrier 1 1 0 0 -1 -1 (11) (7) TS va'  va  v0  ' vb  vb  v0  ' vc  vc  v0 31 (8) TS a) Trường hợp b) Trường hợp p n vxp  vcarrier & vxn  vcarrier p n vxp  vcarrier & vxn  vcarrier Hình 2. Mối quan hệ giữa áp điều khiển và sóng mang với dòng qua điểm NP Với: v0  max(va , vb , vc )  min(va , vb , vc ) 2 (9) Các tín hiệu điều chế ban đầu được cải biến để tạo ra hai phần sao cho điện áp điều khiển vẫn còn trong vùng hoạt động tuyến tính. Hai tín hiệu điều chế cải biến cho mỗi pha sẽ được tạo ra có mối liên quan như ở công thức (10). va'  vap  van  ' vb  vbp  vbn  ' vc  vcp  vcn (10) Với vxp ≥ 0 và vxn ≤ 0, x là các pha a, b, c. Tín hiệu có ký hiệu “p” sẽ so sánh với sóng mang trên, v p carrier  [0,1] , và tín hiệu có ký hiệu “n” sẽ so sánh với sóng mang dưới, vcarrier  [1,0] . n Có thể thấy được, dòng qua một pha đi qua điểm NP khi xảy ra một trong hai điều kiện sau( hình 2) [2]: Hai khóa bán dẫn giữa (Sx2, Sx3) của bộ nghịch lưu sẽ ở trạng thái “ON” khi biến điều khiển áp nghịch lưu bằng áp tại điểm NP (0) tương ứng, sx0, được tích cực. Nói cách khác thì sa0 =1 thì áp pha a nối đến điểm NP. Tương tự cho sb0 và sc0. Như vậy, dòng qua điểm NP là: i0  sa 0  ia  sb0  ib  sc 0  ic (12) Để tạo ra cân bằng áp tụ, thì giá trị trung bình của dòng i0 trong một chu kỳ sóng mang bằng không. Do đó cần phải điều khiển hoạt động của mạch bằng việc điều khiển dòng trung bình iNP thay cho việc điều khiển dòng tức thời: t i(t )  Ts t Ts  i( ).d ( ) (13) t Với Ts là chu kỳ lấy mẫu hay còn gọi là chu kỳ chuyển mạch, và thời gian các khóa của pha x ở trạng thái ON trong một chu kỳ TS là dx0. Áp dụng điều này vào (14), ta có được: Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 32 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh i 0  d a 0  i a  db 0  i b  d c 0  i c (14) Với d x 0  s x 0 , x là các pha a, b, c. Vì tần số của sóng mang lớn hơn nhiều tần số của tín hiệu điều chế, nên duty cycle có thể được tính bằng: biên. Giá trị cực đại của chỉ số điều chế biên trong vùng tuyến tính được tính như sau: mmax  2  1.1547 3 (21) i 0  van  1  vap i a  vbn  1  vbp i b  vcn  1  vcp i c (15) Từ (14) và (15) ta có được: Hình 3. Dạng sóng điện áp điều khiển của 3 pha và dạng sóng điện áp điều khiển cải biến của pha a. i 0  van  1  vap i a  vbn  1  vbp i b  vcn  1  vcp i c (16) Nếu đặt: v  van  vap  vbn  vbp  vcn  vcp (17) Dòng NP trung bình là: i 0  1  v (i a  i b  i c ) (18) Xác định v theo công thức 19 [4]: v max( va , vb , vc )  min(va , vb , vc ) 2 (19) Từ đây ta tìm được các tín hiệu điều chế: v  min(va , vb , vc )  vxp  x   2  v  vx  max(va , vb , vc ) xn   2 (20) Hình 3 mô tả mối liên quan giữa các điện áp điều khiển cải biến của pha a với điện áp điều chế sin ban đầu. Biên độ của tín hiệu điều chế m hay còn gọi là chỉ số điều chế Tín hiệu điều chế cải biến cho pha b và c tương tự như pha a nhưng lần lượt bị dịch pha. Chú ý là tín hiệu điều chế cải biến cũng nằm trong khoảng [-1,1], khi đó bộ biến tần sẽ hoạt động dưới chế độ điều chế tuyến tính. Dựa vào hình vẽ dạng sóng của vap và van ta thấy trong các khoảng góc pha [π/3, 2π/3] và [4π/3, 5π/3] thì không có tín hiệu nào bằng 0. Do đó, tín hiệu điều chế cải biến của pha a có thể dịch lên hoặc xuống trong hai đoạn này mà không làm tăng tần số chuyển mạch của linh kiện. Ta cũng làm tương tự cho pha b và pha c. Mặc dù, phương pháp này giữ được tần số chuyển mạch của linh kiện khi tiến hành bù điện áp tụ, nhưng nó ít ý nghĩa vì sự xuất hiện của các dao động điện áp quanh điểm cân bằng. Sự xuất hiện này là do chỉ các tín hiệu điều chế cải biến kết hợp với nhau cho một pha được dịch chuyển mọi lúc. Để khắc phục sự dao động, ta cần chú ý đến chiều của các dòng ngõ ra. Hàm điện áp offset cho Vxp là: vx _ off  k p vc .sign(vc .ix ) .sign(vxp  vxn  1) (22) Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Giá trị tuyệt đối của độ lệch áp giữa hai tụ nhân với hệ số kp. Dấu của ∆VC*ix được xem là dấu của bộ bù. Tuy nhiên, dấu của hàm offset cũng có phụ thuộc vào dấu của biểu thức (vxp-vxn-1), điều này phù hợp hai trường hợp có thể xảy ra được trình bày trong hình 2 Dấu của biểu thức (vxp-vxn-1) bằng -1 vì (vxp-vxn-1) luôn luôn nhỏ hơn không với mọi giá trị của góc pha với áp điều khiển ba pha trình bày trong công thức (7). Nên công thức rút gọn của tín hiệu offset là: vx _ off  k p vc .sign(vc .ix ) (23) Lưu đồ giải thuật Đo áp Khối tạo offset Vc1, Vc2 Đo dòng ia, ib, ic Vx_off=Kp.|ΔVc| .sign(ΔVc.ix) 33 Tác giả đề xuất sử dụng Card DSP F28335 để liên kết giữa chương trình mô phỏng và mô hình thực và kiểm chứng sự tương đồng của cơ sở lý thuyết và tính ứng dụng. DSP F28335 có thể được lập trình trên ngôn ngữ CCS tuy nhiên chúng ta cũng có thể lập trình trên ngôn ngữ Matlab bằng cách cài các driver tương ứng. Trong bài báo này các module điều khiển vào ra đa năng GPIO sẽ được sử dụng để tạo ra 12 xung kích kích cho các IGBT trên mạch động lực. Với các ứng dụng khác chúng ta hoàn toàn có thể sử dụng các module khác của vi mạch DSP F28335 như module ADC, module PWM và áp dụng các phân tích trong [10] để thực hiện điều khiển Bộ giới hạn offset vmax Bộ tạo xung kích Giới hạn áp điều khiển vmin 1 0 vxp Va, Vb, Vc vxn So sánh áp điều khiển của ba pha với hai tín hiệu sóng mang Mạch nghịch lưu NPC ba pha, ba bậc Va, Vb, Vc Hình 4. Lưu đồ giải thuật tạo điện áp offset Từ cơ sở lý thuyết như trên Tác giả xây dựng chương trình mô phỏng để thử nghiệm với các thông số như sau: - Điện áp DC nguồn vào Vdc= 200V - Tần số sóng mang fw= 5KHz - Tần số ngõ ra f0= 50Hz - Điện áp ban đầu trên tụ là Vc1= 10V, Vc2= 190V Hình 5. Nhúng chương trình mô phỏng vào mô hình thực nghiệm sử dụng Card DSP F28335 4. KẾT QUẢ MÔ PHỎNG VÀ THỰC NGHIỆM 1. Mô phỏng THD dạng sóng điện áp và dòng điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL. 2. Thực nghiệm THD dạng sóng điện áp và dòng điện nghịch lưu 3 pha 3 bậc tải RL, sử dụng máy đo Tektronic 2014C. ¸p nghÞch l-u pha A 450 - Điện dung C1=C2= 220uF - Tải trở R= 50Ω, Tải cảm L= 0.05mH 350 Biªn ®é [V] - Chỉ số điều chế m= 0.8 400 300 250 200 150 100 50 0 -50 0 0.01 0.02 0.03 0.04 Time [s] 0.05 0.06 0.07 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 34 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh Hình 6. Áp nghịch lưu khi áp tụ không cân bằng ¸p nghÞch l-u pha A 450 400 350 Biªn ®é [V] 300 250 200 150 100 50 0 -50 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 Time [s] Hình 7. Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng Hình 11. Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng trên thực nghiệm Dßng t¶i 3 pha 8 Pha A Pha B Pha C 6 Biªn ®é [A] 4 2 0 -2 -4 -6 -8 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Thêi gian [s] Hình 12. Dạng sóng dòng tải 3 pha trên mô phỏng Hình 8. Áp nghịch lưu khi áp tụ cân bằng trên mô hình thực nghiệm ¸p t¶i pha A 300 200 Biªn ®é [V] 100 0 -100 -200 -300 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 0.1 Thêi gian [s] Hình 9. Áp tải pha a khi áp tụ không cân bằng ¸p t¶i pha A Hình 13. Dạng sóng dòng tải 3 pha trên thực nghiệm 300 200 Biªn ®é [V] 100 0 -100 -200 -300 0 0.01 0.02 0.03 0.04 0.05 0.06 0.07 0.08 0.09 Thêi gian [s] Hình 10. Áp tải pha a khi áp tụ cân bằng 0.1 Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh 35 Điện áp trên tụ [V] Hình 16. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ cân bằng trong thực nghiệm Hình 14. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ chưa cân bằng trên mô phỏng Hình 17. Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng trong mô phỏng Vc1 Vc2 Hình 18. Điện áp trên tụ khi tụ cân bằng trong thực nghiệm 5. Hình 15. Phổ hài của dòng tải pha A khi tụ cân bằng trên mô phỏng KẾT LUẬN Từ kết quả hình (6~16) cho thấy hệ số méo hài tổng THD củadòng điện tải của nghịch lưu 3 pha 3 bậc chưa cân bằng là: 6.07 còn của nghịch lưu 3 pha 3 bậc đã cân bằng và trên mô phỏng và thực nghiệm là: 3.28 và 3.5,theo thông số vừa nêu kết quả Tạp Chí Khoa Học Giáo Dục Kỹ Thuật Số 39 (12/2016) 36 Trường Đại Học Sư Phạm Kỹ Thuật TP. Hồ Chí Minh cân bằng điện áp trên tụ đã giảm trình mô phỏng vào mô hình thực để kiểm xuống57.66% so với chưa cân bằng điện áp chứng kết quả. Các kết quả thực nghiệm trên tụ, hình 17~18 đáp ứng thời gian tụ cân cho thấy việc sử dụng phần mềm Matlab bằng 0.01s của mô phỏng và mô hình với các driver điều khiển cho card DSP thực.Điện áp pha tải và dòng điện tải đều F28355 có thể thực hiện dễ dàng và giúp có hệ số méo hài tổng (THD%) lần lượt là rút ngắn thời gian lập trình. 3,5 nhỏ hơn giá trị yêu cầu theo tiêu chuẩn So với [2] bài báo đã thực nghiệm và Việt Nam hiện nay (TCVN-7909 2.2-2008) sử dụng giải thuật cân bằng điện áp trên tụ đồng thời cũng đáp ứng tiêu chuẩn về nhiễu có sự sai lệch V =190V, V =10V và C1 C2 điện từ theo tiêu chuẩn quốc tế EN6100-2-2 nhanh chóng cân bằng trong khoảng thời (theo hình 16).Mặt khác Tác giả đã ứng gian 0.01s. dụng Card DSP F28335 để nhúng chương TÀI LIỆU THAM KHẢO [1] [2] [3] [4] [5] [6] [7] [8] Phan Quốc Dũng, Tô Hữu Phúc, Gáo trình Truyền động điện.: NXB Đại học Quốc gia TP.HCM, 2003. Vo Xuan Nam, Le Van Manh Giau., Nguyen Van Nho., Tran Thanh Trang., Neutral Point Voltage Balancing Method and the Influence of Some Parameters on Capacitor Voltage in Three-Level NPC Converter.: Springer Berlin Heidelberg, vol. 282, pp. 159-167, 2014. C. A. dos Santos and F. L. M. Antunes, “Losses Comparison Among Carrier-Based PWM Modulation Strategies in Three-LevelNeutral-Point-Clamped Inverter”, International Conference on Renewable Energies and Power Quality, Spain April-2011. Lazhar Ben-Brahim, A Discontinuous PWM Method for Balancing the Neutral Point Voltage in Three-Level Inverter-Fed Variable Frequency Drives.: IEEE transactions on energy conversion, VOL. 23, NO. 4, DECEMBER 2008. L. Ben-Brahim and S. Tadakuma, A novel multilevel carrier-based PWM control method for GTO inverter in low index modulation region.: IEEE Trans. Ind. Appl., vol.42, no.1, pp. 121–127, Jan/Feb 2006. Jordi Zaragoza, Josep Pou., Salvador Ceballos., Eider Robles., Carles Jaen., Montse Corbalan., Voltage Balance Compensator for a Carrier Based Modulation in the Neutral-Piont-Clamped Converter.: IEEE transactions on industrial electronics, vol. 56, NO.2, February 2009. Sergio Busquets-Monge, Salvador Alepuz., Josep Bordonau., Juan Peracaula., Voltage Balancing Control of Diode-Clamped Multilevel Converters with Passive Front-Ends.: IEEE, April 13 2009. Nikola Celanovic, A Comprehensive Study of Neutral-Point Voltage Balancing Problem in Three-Level Neutral-Point-Clamped Voltage Source PWM Inverters.: Member, IEEE, Pages. 535 - 541, vol.1, 1999. Tác giả chịu trách nhiệm bài viết: Đỗ Đức Trí Trường Đại học Sư Phạm Kỹ Thuật Tp.HCM Email: tridd@hcmute.edu.vn
This site is protected by reCAPTCHA and the Google Privacy Policy and Terms of Service apply.